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　図1は，308型OPアンプの内部回路と負帰還回路からなる非反転アンプです．V₃が入力，OUTが出力，ゲインがR₂₀とR₂₁の抵抗比で決まります．OPアンプ内部回路の初段アンプは，Q₃とQ₄の差動アンプとなり，コレクタ・エミッタ間の電圧（V_CE3，V_CE4）が，高い電圧が掛からないように内部回路で工夫されています．その電圧として正しいのは(a)～(d)のどれでしょうか．
　

(a) 約0.6V　(b) 約1.2V　(c) 約1.8V　(d) 約2.4V

■ヒント

　図1のOPアンプは，308型の内部回路です．負帰還によりIN+とIN-の電圧は，バーチャル・ショートで同じ電圧となります．また，差動アンプが平衡するので，Q₅のコレクタ電流は半分ずつQ₃とQ₄に流れます．差動アンプは，左右対象の回路なので，平衡しているとき，Q₃とQ₄のコレクタ・エミッタ間電圧が同じになります．Q₃とQ₄のベース電圧を起点にトランジスタのコレクタ電圧（V_C3，V_C4）とエミッタ電圧（V_E3，V_E4）を求め，電圧の差を計算すると，コレクタ・エミッタ間の電圧（V_CE3，V_CE4）が分かります．

　図2は，図1からOPアンプの初段アンプを抜き出した回路です．Q₁₅とQ₁₇は，定電流源のI₅とI₁₇の記号で表しました．差動アンプが平衡しているとQ₃とQ₄のコレクタ・エミッタ間電圧は同じになるので，ここではIN+側に接続しているQ₄のコレクタ・エミッタ間電圧（V_CE4）を計算します．

　図2のQ₄のベース電圧となるIN+の電圧をV_IN+とします．V_IN+の電圧を起点にQ₄のコレクタ電圧（V_C4）を検討します．V_IN+から見たQ₁₄のベース電圧は，V_BE4とR₁の電圧降下を減じた電圧となります．Q₁₄のベース電圧に，V_BE14とV_BE18を加えた電圧がQ₇のベース電圧となります．Q₇のベース電圧からV_BE7を減じた電圧がQ₄のコレクタ電圧（V_C4）となります．この関係よりQ₄のコレクタ電圧（V_C4）は式1となります．

・・・・・・・・・・・・・・・(1)

　次にQ₄のエミッタ電圧（V_E4）は，V_IN+からV_BE4を減じた電圧となり，式2となります．

・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(2)

　全てのトランジスタのベース・エミッタ間電圧を「V_BE」とし，式1から式2を減算してコレクタ・エミッタ間電圧（V_CE4）を求めると式3となります．

・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(3)

　式3は，V_IN+の項が消えるため，Q₄のベース電圧が変動しても一定のコレクタ・エミッタ間電圧となります．式3で「V_BE=0.6V」，「I₅=6μA」，「R₁=2kΩ」とすると「V_CE4=594mV」となります．同様の計算がQ₃側でも成り立ち，コレクタ・エミッタ間電圧は「V_CE3=594mV」となります．以上より解答は(a)の約0.6Vとなります．

●308型OPアンプの内部回路
　308型OPアンプは，初段の差動アンプ（図1のQ₃，Q₄）に直流電流増幅率が数千あるスーパーベータ・トランジスタ（Super-β Transistor）を使い，入力バイアス電流を数nA以下にしたOPアンプです．入力バイアス電流を低減するほど理想OPアンプに近づきます．スーパーベータ・トランジスタは，コレクタ・エミッタ間の耐圧が低いので，高い電圧が掛からないように回路で工夫しています．
　図3は，図1を増幅段ごとに書き直した回路です．図3を用いてOPアンプ内部回路の解説をします．バイアス回路は，内部回路へ安定したバイアス電流を供給するために用いられ，Q₅，Q₁₇，Q₂₁，Q₂₉のコレクタから各段に一定のバイアス電流を供給します．2つの入力端子間にあるQ₁，Q₂，R₈は，IN+とIN-間に大きな差動電圧が加わったときに，Q₃とQ₄の差動アンプを保護する回路です．

　入力の差動アンプには，スーパーベータ・トランジスタを用いて入力バイアス電流を低減し，入力特性の性能を良くしています．先ほどの式3で検討したように，V_IN+が変化してもQ₃とQ₄のコレクタ・エミッタ間電圧は，約0.6Vとなるのでスーパーベータ・トランジスタのブレークダウンを防ぎます．
　2段目アンプは，Q₈，Q₁₀の差動アンプとQ₁₅，Q₁₆のアクティブ・ロードで増幅し，Q₂₃のエミッタから出力段に信号を伝えます．出力段は，AB級のバッファ回路で，Q₂₄，Q₂₅，R₁₆はクロス・オーバ歪を抑えるためのバイアス回路となります．Q₂₆，R₁₇，R₁₈は負荷へ過大な電流が流れたときにQ₂₇とQ₂₈を保護する回路です．
　308型の回路は，スーパーベータ・トランジスタを用いて，入力特性の性能を良くした高精度OPアンプの先駆けとなり，その後のAD108やLT1008などの高精度OPアンプも308型を受け継いでいます．308という有名な品番は，同じ回路構成で製造した108，208，308の1つで，民生用普及グレードになります．
　図4は，図3のOPアンプ内部回路を三角形のOPアンプ・シンボルにして，図1の回路を表しました．R₂₀，R₂₁の抵抗比「G=1+R₂₀/R₂₁」でゲインが決まる非反転アンプとなります．

　308型のOPアンプは負帰還を安定にするキャパシタは内蔵されておらず，図3のCC1とCC2間に外付けで補償キャパシタを接続します．これが図4のC₁になります．

●スーパーベータ・トランジスタについて
　入力バイアス電流を低減するには，スーパーベータ・トランジスタを使う方法とFETを使う方法があります．308型OPアンプは，スーパーベータ・トランジスタを使う方法を用いています．
　図5(a)は，NPNトランジスタです．図5(b)は，ラテラルPNPトランジスタの配線層より下の断面図です．トランジスタの電流増幅率は，図5に示したベース幅で決まります．NPNが深さ方向，ラテラルPNPが横方向の物理的な距離になります．NPNのスーパーベータ・トランジスタは，ベース幅を狭く製造することで，高い電流増幅率を得ています．

　図1は，高耐圧のNPNトランジスタとスーパーベータ・トランジスタの混在となります．高耐圧NPNトランジスタの電流増幅率に影響を与えずにスーパーベータ・トランジスタを製造するとき，p+のベース拡散は，共通で別々にn+のエミッタ拡散をしてベース幅を変えるか，また，その逆で，n+のエミッタ拡散は共通で，別々にp+のベース拡散をしてベース幅を変えるかの方法を用います．
　スーパーベータ・トランジスタの欠点は，ベース幅が狭くなるので，ベースがオープンのとき，コレクタ・エミッタ間の耐圧（BV_CEO）が低くなります．入力の差動アンプにスーパーベータ・トランジスタを使うときは，式3のように高い電圧が加わらないように，コレクタ・エミッタ間電圧を1V以下にしています．

●入力バイアス電流のシミュレーション
　図6は「.op」解析により図1の直流動作点を調べたシミュレーション結果で，ログ・ファイル中に記載されています．ログ・ファイルは，シミュレーション終了後に「View→SPICE Error Log」または，回路図上でのCtrl+L（コントロールキーとLキーを同時押し）により表示できます．
　図6の列は，トランジスタで並び，行は直流動作点のシミュレーション結果が記載されています．Q₃，Q₄の直流電流増幅率（BetaDC:の行）は4990の高い値になります．通常のトランジスタの直流電流増幅率は100～200なので，25～50倍の高い値となります．Q₃のベース電流（Ib:の行）は，反転端子側の入力バイアス電流であり0.518nAとなります．同じようにQ₄のベース電流は，非反転端子側の入力バイアス電流であり0.555nAとなります．このように入力バイアス電流は，低い電流値となります．
　コレクタ・エミッタ間電圧（Vce:の行）は，Q₃が0.659V，Q₄が0.656Vとなります．解答の計算では，全てのトランジスタのベース・エミッタ間電圧を「V_BE=0.6V」としましたが，実際は各々異なるベース・エミッタ間電圧になるため，解答の約0.6Vからズレが生じています．

　図7は，図1のシミュレーションの指定を「.tran 10m startup」へ変更し，過渡解析の結果をプロットしました．入力は振幅が1.2V，周波数が1kHzの正弦波です．出力は，振幅が13.2Vの正弦波なので，ゲインは「G=11倍」であり，「G=1+R₂₀/R₂₁」の抵抗比で決まるゲインとなります．「V(n017)-V(n024)」のプロットがQ₃のコレクタ・エミッタ間電圧，「V(n021)-V(n025)」のプロットがQ₄のコレクタ・エミッタ間電圧です．2つのプロットは重なっており，入力信号が正負に振れても「V_CE3= V_CE4=約0.66V」と一定になります．

　以上，解説したように，スーパーベータ・トランジスタをOPアンプの差動アンプに使うと入力バイアス電流を低減できます．スーパーベータ・トランジスタは，コレクタ・エミッタ間の耐圧が低くなります．この対策として308型のOPアンプは高い電圧が掛からないように内部回路で工夫しています．

■データ・ファイル

解説に使用しました，LTspiceの回路をダウンロードできます．
LTspice6_042.zip

●データ・ファイル内容
LM308.asc：図1の回路

■LTspice関連リンク先